Tx=20260511.
Schaltnetzteil EPA-121DA-05: 5V, 2.5A
In meiner Heizungssteuerung tat dieses SNT vom Typ EPA-121DA-05 viele Jahre seinen Dienst als Versorgung für die externen Aktoren und Sensoren. Die Last ist dabei recht klein, meistens unter 100mA, nur wenn geschaltet wird steigt die Last schon mal über 1A. Vor einiger Zeit (genaues Datum nicht mehr erinnerlich) hatte ich schon mal den Zwischenkreiskondensator (22
F, 400V) gewechselt. In letzter Zeit kam es aber immer wieder vor, vor allem an heissen Tagen, dass das SNT kurz die Spannung unterbrach, was dann leider die angeschlossenen Sensoren/Aktoren zu einem reboot zwang wobei sie immer wieder ihre Konfiguration verloren. Nicht schön, auf Dauer nicht tragbar.
Ich habe schon die Elektrolytkondensatoren gepüft und einen im 5 V Kreis ersetzt, aber das hat nichts gebracht. Der Zwischenkreiskondensator hat 22 uF bei 400 V und ein ESR von 0,8 Ohm. Das sieht für mich gut aus, zumal ich diesen Kondensator vor längerer Zeit schon einmal getauscht habe. Ich konnte auch keinen übermäßigen Leckstrom feststellen, selbst bei 400 V. Dieser Kondensator wird im Betrieb aber sehr heiß. Ich habe einen 100 Hz Rippel von circa 5 Vpp gemessen. Ist das viel? Oder ist das normal?
Ich habe den C durch einen neuen mit 47 uF testweise ersetzt: damit sind es 2Vpp Ripple und wenn ich diesen C (weil er mechanisch zu groß ist) etwas außerhalb platziere, dann wird er auch nicht warm, heiß auf keinen Fall. Die anderen Bauteile (Schalttransistor, Trafo) werden aber immer noch sehr heiß.
Ich habe jetzt den 22 uF ebenfalls außerhalb eingebaut um auszuschliessen, dass er nur parasitär von den umliegenden Bauteilen aufgeheizt worden ist. Tatsächlich: jetzt bleibt der C kalt. Er wurde also nur parasitär geheizt. Meine Welt ist wieder in Ordnung :-)
Jetzt bleibt die Frage: warum wird der Rest bei der kleinen Last so heiß?
Das Netzteil hat kein Steuer IC, sondern nur ein paar Transistoren. Der Schalttransistor hat keinerlei Kühlung und wird im Betrieb extrem heiß. Ich nehme an, das ist nicht normal. Ich hatte schon das Snubber Network im Verdacht, aber alle Teile sind gut, soweit ich das beurteilen kann. Die Topologie ist wohl ein RCC (ringing choke converter), eine Form des selbstschwingenden Sperrwandlers. Dabei wird die Schaltfrequenz im Wesentlichen durch den Trafo (und seine Induktivität bzw. Sättigung) bestimmt und liegt typisch bei einigen 100 kHz.
Es könnte sein, dass der Schalttransistor durch die dauernde Hitze geschädigt wurde und jetzt nicht mehr schnell genug schaltet. Das ist aber nur eine Vermutung.
Ganz ohne Last (280 mA, Glühbirnchen) wird das Netzteil nur handwarm.
Um das Ganze besser zu verstehen habe ich einen Schaltplanauszug gezeichnet (im i-net war kein Schaltplan zu finden). Tatsächlich handelt es sich um einen 1-Transistor Schwinger mit Q4 (vermutlich Sperrschwinger), der auch schon bei einer Eingangsspannung von unter 50V fröhlich losschwingt. Q51 und Q52 bilden einen Thyristor nach und machen zum einen die Spannungsregelung (vom Optokoppler habe ich nur eine Hälfte gezeichnet, andere Hälfte im rechten Bild) aber auch die Überstrombegrenzung (falls die Spannung an den Source-Widerständen zu hoch wird). Die Spannungsregelung funktioniert einwandfrei, sodass ich dort das Problem nicht vermute. Rechts ist der Schaltplan des Niederspannungsteils.
Ich habe dann auf gut Glück Q4 (ein 8N60C) durch einen gerade verfügbaren 03N60S5 ersetzt. Allgemein scheint es jetzt etwas kühler zu sein, aber am MOSFET verbrenne ich mir immer noch die Finger.
Ich habe die Spannung direkt am Gate (nach R13, 22 Ohm) angeschaut (1:10 probe). Die Frequenz liegt bei ca. 200kHz, was mir hoch erscheint, aber ich sehe außer dem Trafo nicht wirklich irgendwelche frequenzbestimmenden Bauteile. Die Frequenz ist auch recht stabil, selbst wenn ich die Eingangsspannung weit variiere. Die drei Bilder sind bei unterschiedlich hohen Eingangsspannungen (low, medium, high) gemessen. Bei "high" sieht man, dass die Schaltung in den lückenden Betrieb übergeht.
Das Signal auf der anderen Seite von R8 sieht genauso aus, nur leicht erhöht in den Spitzen.
Am Eingang des Optokopplers (unteres pin im Schaltplan) liegt die aus dem Trafo gewonnene mögliche Gatespannung an. Der Ripple sind ca. 4 Vpp und die absolute Höhe gegen "Masse" (siehe Schaltplan) liegt bei +6 ... 9 V (keine vollen 230Vac Eingangsspannung damit er im nicht lückenden Betrieb bleibt und ich gut triggern kann). Das entspricht auch in etwa der peak-Höhe in den vorhergehenden gate Oszilogrammen (andere Y Skalierung: dort 1V/cm, hier 2V/cm).
Die Spannung am Drain (50V/cm bzw. 100V/cm) sieht mir jetzt auch erst mal unverdächtig aus. Die Nulllinie ist 1cm vom unteren Bildschirmrand und es sind noch die beiden 1.2 Ohm Widerstände von Source zu Masse drin, sodass es schon einsichtig ist, dass die Spannung hier nicht auf 0 V abfällt. Gemessen ist gegen Masse. Bei höherer Betriebsspannung fallen Peaks aus.
Man sieht auch gut die Funktion des snubber Netzwerks aus R3/C4/Diode: nach dem schnellen Ansteigen der SD-Spannung ist diese kurz konstant bis leicht abnehmend: in dieser Phase fliesst Strom über die Diode und lädt C4 auf und begrenz dadurch die maximale Drainspannung. Erst wenn diese unter die Spannung an C4 sinkt, sperrt die Diode und isoliert damit den Drainanschluss völlig. Nun sieht man das ringing des Trafos (ca. 3 Wellenzüge). Dieses ringing wird über C5 (100pF) auch auf den source-Anschluss gekoppelt und ist dann im nächsten Bild dort ebenfalls zu sehen. Wer genau hinschaut sieht zu Beginn einen kleinen Überschwinger, bevor die Diode leitet: die Diode ist aus der 1N4000-Serie und damit nicht besonders schnell und braucht wohl etwas, bis sie in Fahrt kommt.
Hier die Spannung über den beiden 1.2 Ohm (zusammen 0.6 Ohm) source Widerständen, also der Strom durch den MOSFET. X-Achse 1s/cm, Y-Achse 20mV/cm, Nullinie 1cm vom unteren Rand.
Die hohen Peaks führen zu einem Strom von 150mA, die Schulter liegt bei 83mA.
Die Peaks stimmen mit dem Peak in der Gatespannung (Y: 1V/cm) überein (siehe rechte Bilder), sind aber deutlich schärfer.
Interessant ist diese breite Schulter: es fliesst immer noch Strom, aber die Gatespannung ist auf unter 1V gesunken. Da dürfte der MOSFET nicht mehr leiten. Fliesst dieser Strom durch C5? Der hat aber nur 100pF (gemessen).
Mir unverständlich ist, dass der Strom mit beginnendem Absinken der Drainspannung (nach dem Ende der drei rings) negativ zu sein scheint.
Hier der Zusammenhang zwischen Drainspannung und Strom über dem 0.6 Ohm Widerstand. Im rechten Bild sind die beiden Kurven auseinandergezogen: oben Drainspannung, unten der Strom, damit man sie besser unterscheiden kann. Die Drainspannung sinkt bereits, während ich noch keinen Strom fliessen sehe, ja der Stromfluß ist sogar negativ.Dann kommt der Nadelimpuls, die Drainspannung geht auf Null, wird sogar leicht negativ. Während der Schulter steigt die Drainspannung dann wieder auf den vollen Wert. Ganz ehrlich: mir ist hier nicht so klar, wer wen bedingt und ob das alles OK ist oder ob wir da ein Problem sehen. Insbesondere ist mir unklar, woher der Nadelimpuls im Strom kommt.
Ich habe mir dann die Spannung an der Rückkopplungswicklung angesehen (ob die Nadelimpulse von hier kommen): obere trace, 5V/cm, blaue Nulllinie. Unten wieder der Strom, 20mV/cm, untere blaue Nulllinie. Zeitablenkung 1sec/cm. Der Nadelimpuls fehlt in der Rückkopplungswicklug, allerdings sehen wir dort einen sehr steilen Spannungsanstieg. Der Kondensator C3 könnte diesen Anstieg differenzieren und so den Nadelimpuls auslösen.
Nein, nach C3 sieht das Signal genauso aus wie vor C3. Im rechten Bild vor und nach C3, beide traces mit 5V/cm: es ist nur bei den negativen Spannungen (blau ist die Nulllinie) ein leichter DC-offset erkennbar. Die leicht positivere trace ist nach C3 (vermutlich weil die 4 x 680k nach Plus ziehen). C3 scheint also für die Frequenz recht groß zu sein.
Ich kann beim besten Willen nicht erkennen, was hier defekt ist. Ich sehe auch nicht, woher der spike im source-Strom kommt, da ich in der Gatespannung nichts Äquivalentes sehe. Miller-Effekt kann es auch nicht sein, weil die Drain-Spannung dabei schon im Absinken (nicht ansteigen) ist. Welche anderen parasitären Effekte gibt es sonst noch?
Ich habe jetzt wieder den originalen MOSFET 8N60C eingebaut und ihm einen Kühlkörper spendiert. Nicht schön, das Gehäuse geht auch nicht mehr zu, aber nun bleibt er weitgehend kühl (handwarm). Das ganze landet im Einsatz sowieso nochmal in einem größeren Gehäuse der Heizungssteuerung.
Der Strom mit dem originalen MOSFET sieht sehr ähnlich aus: auch wieder der spike und die Schulter, auch das ringing. Im mittleren Bild 5mV/cm und 1s/cm.
Ganz rechts unter höherer Belastung von 1.37A (5mV/cm, 2s/cm): der spike ist jetzt verschwunden, das ringing ist stärker (verständlich, weil ja mehr Leistung/Strom fliesst), und die Schulter sieht etwas anders aus. Die Frequenz ist auf ca. 100kHz abgesunken.
Im Leerlauf beträgt die Leistungsaufnahme ca. 780mW, bei 7W Ausgang (1.4A an 5V) nimmt es ca. 10W auf.
Was habe ich jetzt gelernt?
es war wahrscheinlich garnicht defekt, sondern im Schwachlastfall kam es zu diesem spike, den ich für die übermäßige Erwärmung durch hohe Schaltverluste verantwortlich mache. Da vom Entwickler an allen Enden gespart wurde (kein Kühlkörper, kein Steuer-IC), führte dies zur Überhitzung und kurzzeitigem Spannungsausfall. Ein Kühlkörper entspannt die Situation sehr. Laut kilo_s laufen solche Netzteile bei 60% Last am kühlsten und da ist wohl was dran. Da bei mir die Last zwischen 100mA und 1A schwankt ist dieses NT hier nicht gut geeignet, es würde gerne mehr Last sehen wollen.
Ich habe auch von der RCC-Topologie gelernt und durch viele Oszillogramme einen tieferen Einblick in die Funkton der Schaltung erhalten.
Danke an alle Helfer im Mikrocontroller Forum.
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